人们普遍认为，SiC MOSFET可以实现非常快的开关速度，有助于显著降低电力电子领域功率转换过程中的能量损耗。然而，由于传统功率半导体封装的限制，在实际应用中并不总是能发挥SiC元器件的全部潜力。在本文中，我们首先讨论传统封装的一些局限性，然后介绍采用更好的封装形式所带来的好处。最后，展示对使用了图腾柱（Totem-Pole）拓扑的3.7kW单相PFC进行封装改进后获得的改善效果。

功率元器件传统封装形式带来的开关性能限制

TO-247N（图1）是应用最广泛的功率晶体管传统封装形式之一。如图1左侧所示，该器件的每个引脚都存在寄生电感分量。图1右侧是非常简单且典型的栅极驱动电路示例。从这些图中可以看出，漏极引脚和源极引脚的电感分量会被加到主电流开关电路中，这些电感会导致器件在关断时产生过电压，因此要想确保过电压的数值满足漏极-源极间技术规格的要求，就需要限制器件的开关速度。

图1：功率元器件的传统封装及其寄生电感

栅极引脚和源极引脚的寄生电感是栅极驱动电路中的一部分，因此在驱动MOSFET时需要考虑这部分电感。此外，这部分电感还可能会与栅极驱动电路中的寄生电容之间发生振荡。当MOSFET导通时，I_D增加，并且在源极引脚的电感（Ls）中产生电动势（V_LS）。而栅极引脚中则流入电流（I_G），并且因栅极电阻（R_G）而发生电压降。由于这些电压包含在栅极驱动电路中，因此它们会使MOSFET导通所需的栅极电压降低，从而导致导通速度变慢，见图2。

图2：L_S导致芯片中的V_GS降低（导通时）

解决这种问题的方法之一是采用具备“驱动器源极”引脚的功率元器件封装。通过配备将源极引脚和栅极驱动环路分开的驱动器源极引脚，可以消除导通时的源极电感（L_S）对栅极电压的影响，因此不会因电压降而降低导通速度，从而可以大大减少导通损耗。

TO-263-7L带来的开关性能改善

除了TO-247-4L封装外，罗姆还开发出采用TO-263-7L表贴封装，使分立SiC MOSFET产品阵容更加丰富。采用TO-263-7L封装可以实现SiC MOSFET源极引脚的开尔文连接，这种封装的优点如图3所示。从图中可以看出，栅极驱动相关的部分和主电流路径不再共享主源极侧的电感L_S。因此，可以使器件的导通速度更快，损耗更小。

图3：TO-263-7L表贴封装及其寄生电感

采用TO-263-7L封装的另一个优点是漏极引脚和源极引脚的电感比TO-247N封装小得多。由于漏极引脚的接合面积大，另外源极引脚可以由多根短引线并联连接组成，因此可以降低封装的电感（L_D或L_S）。为了量化新封装形式带来的元器件性能改进程度，我们比较了采用两种不同封装的相同SiC MOSFET芯片的导通和关断时的开关动作（图4）。

图4：1200V/40mΩ SiC MOSFET的开关动作比较

（TO-247N：SCT3040KL、TO-263-7L：SCT3040KW7、V_DS=800V）

导通时的开关瞬态曲线表明，采用三引脚封装（TO-247N）的“SCT3040KL”的开关速度受到限制，其中一个原因是源极引脚的电动势使有效栅极电压降低，导致电流变化时间变长，从而造成导通损耗增加。而对于采用具备驱动器源极的表贴封装（TO-263-7L）的“SCT3040KW7”来说，电流变化时间则变得非常短，因此可以减少导通损耗。另外，由于寄生电感减少，因此采用TO-263-7L封装的SiC MOSFET在关断时的dI/dt要高得多，因此关断损耗也小于TO-247N封装。

下图展示了两种封装实现的开关损耗与开关电流之间的关系。显然，TO-263-7L封装器件导通速度的提高有助于降低开关损耗，尤其是在大电流区域效果更加明显。

图5：采用TO-247N封装和TO-263-7L封装的1200V/40mΩ SiC MOSFET的开关损耗比较

【栅极驱动电路：使用了米勒钳位（MC）和浪涌钳位用的肖特基势垒二极管（SBD）】

如上述比较数据所示，具有可以连接至栅极驱动环路的驱动器源极引脚，并可以减小寄生电感的封装，器件性能得以发挥，特别是在大电流区域中发挥得更好。所以，在相同的开关频率下器件总损耗更小；另外，如果降低损耗不是主要目标，则还可以增加器件的开关频率。

新表贴封装产品的阵容

除了上文提到的1200V/40mΩ产品之外，罗姆产品阵容中还包括额定电压分别为650V和1200V 的TO-263-7L 封装SiC MOSFET产品（表1）。另外，符合汽车电子产品可靠性标准的车载级产品也在计划中。

表1： TO-263-7L封装的沟槽SiC MOSFET产品阵容

表贴封装SiC MOSFET在车载充电器(OBC)中的适用性

本文将以一个3.7kW单相PFC的电路为应用案例来说明表贴封装SiC MOSFET能够实现的性能。这种功率级单相PFC可用作单相3.7kW车载充电器的输入级，或用作11kW车载充电系统的构件。在后一种情况下，将三个单相PFC通过开关矩阵相组合，可以实现单相驱动或最大11kW的三相驱动。该应用案例框图参见图6。

图6：多个3.7kW PFC组成的11kW OBC框图 

图7中包括几种可应用的PFC电路拓扑结构。传统升压PFC的输入端存在二极管整流电路，因此其效率提升受到限制。两相无桥PFC以及图腾柱PFC可以削减二极管整流电路，从而可以降低总传导损耗。但是需要注意的是，两相无桥PFC虽然可实现高效率，却存在每个桥臂仅在一半输入周期内使用的缺点，因此每个器件的峰值电流与电流有效值之比（即所谓的“波峰因数”）增高，使功率半导体上的功率循环压力很大。

图7：单相PFC的概念图

图腾柱PFC有两种不同的类型。最简单的类型仅包含两个MOSFET和两个二极管。由于二极管在低频下开关，因此选择具有低正向压降的器件。另一方面，由于MOSFET中的体二极管用于换流，因此选择体二极管特性出色的器件是非常重要的。此外，新型宽带隙半导体（比如SiC MOSFET）具有支持硬开关的体二极管，因此非常适用于这类应用。最后，如果希望尽可能获得更出色的性能，那么可以用有源开关（比如SJ MOSFET）来替代低频开关二极管，以进一步降低损耗。

为了展示利用图腾柱PFC可以实现的几种性能，我们实施了仿真。在仿真中，我们对采用TO-263-7L 封装的650V／60mΩ SiC MOSFET 的开关损耗测量值进行了验证。假设开关频率为100 kHz，我们对高频侧桥臂和低频侧桥臂的半导体损耗都进行了建模。对于低频桥臂，由于开关损耗的影响极小，因此仅考虑了60mΩ产品的导通损耗。

仿真结果如图8所示。从图中可以看出，最大效率为98.7%，出现在60%的标称输出功率附近。该阶段的其他损耗没有建模。当然，为了进行全面分析，不仅需要考虑控制电路和栅极驱动电路，还需要考虑电感和其他无源元件的损耗。然而，很明显，在使用了650V SiC MOSFET的图腾柱PFC中，可以实现高性能的PFC电路。

图8：仅考虑半导体损耗的图腾柱PFC的估算效率

（V_in = 230V，V_out = 400V，f_SW = 100 kHz，高频侧桥臂：SCT3060AW7，低频侧桥臂：60mΩ产品）

结语

在本文中，我们确认了SiC MOSFET采用具备驱动器源极引脚的低电感表贴封装所带来的性能优势。研究结果表明，尤其是在大电流条件下，由于栅极环路不受dI/dt以及源极引脚电感导致的电压降的影响，因此采用表贴封装的产品导通损耗大大降低。封装电感的总体减小还使得SiC MOSFET的关断速度加快。这两个优点显著降低了器件导通和关断时的开关损耗。在系统方面，我们已经看到，图腾柱PFC中采用R_DS(ON)为60mΩ的650V SiC MOSFET时的转换效率超过98%，这将有利于实现非常紧凑的设计，因此可以说，这对于车载充电器等车载应用开发来说是非常重要的关键点。关于更多罗姆的 SiC MOSFET信息，请查看：

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